Diseño de puerta-controlador de MOSFET de SiC para la mejor eficiencia y fiabilidad
Lograr el máximo rendimiento de los transistores de potencia de carburo de silicio requiere multiplicar por cinco las frecuencias de conmutación y duplicar las excursiones de tensión-puerta si se comparan con los parámetros que suelen aplicarse a los transistores MOSFET de silicio. Diseñar un controlador de puerta adecuado implica prestar especial atención a los efectos de transitorios y las capacitancias parásitas.
Carburo de silicio
Los MOSFET de potencia de carburo de silicio están asemejándose en términos de precios a los IGBT o MOSFET convencionales de silicio. Sus principales ventajas son el menor nivel de resistencia RDS(ON) y la reducción en las pérdidas de conmutación, con una tensión de ruptura mayor que se traduce en una robustez superior y una mayor capacidad térmica. Gracias a estas características, los diseñadores de sistemas de alimentación-conversión, como los inversores o las fuentes de alimentación conmutadas, cuentan con más margen para aumentar la eficiencia energética, especificar componentes más pequeños y simplificar la gestión térmica a fin de minimizar el tamaño y los costes de ingeniería sin renunciar a la fiabilidad.
Para garantizar el rendimiento óptimo en estado ON y durante las transiciones de conmutación, es importante maximizar estas ventajas inherentes de los MOSFET de SiC durante el diseño del controlador de puerta.
Las ventajas de SiC asociadas a la conmutación
La alta tensión de ruptura de los MOSFET de SiC es resultado de la mayor amplitud de banda de SiC comparada con la de los transistores de silicio convencionales. Los electrones requieren hasta tres veces más energía para cambiar desde la banda de valencia hasta la banda de conducción, lo que supone que un MOSFET de SiC puede admitir hasta 10 veces la intensidad del campo de ruptura de un dispositivo de silicio comparable. Contemplado desde la otra óptica, el grosor del canal puede reducirse notablemente para una capacidad de tensión concreta, lo que da como resultado una resistencia RDS(ON) mínima menor.
Sin embargo, en saturación los MOSFET de SiC se comportan de forma diferente comparados con los dispositivos de silicio. No hay una transición claramente definida entre las regiones lineales y saturadas: en cambio, un MOSFET de silicio se activa casi al completo cuando la tensión VGS supera la tensión de umbral, lo que ocasiona que el dispositivo responda como una fuente de corriente no idónea; el MOSFET de SiC tiene una transconductancia (gm) generalmente inferior y al contrario responde más como una resistencia variable. La resistencia RDS(ON) continúa reduciéndose ya que la tensión de puerta se aumenta hacia el límite máximo admisible, VGSmáx. Por tanto, se requiere una tensión de puerta de activación superior para alcanzar toda la resistencia RDS(ON) del MOSFET de SiC. Ya que el parámetro VGSmáx puede ser de unos 18-25 V, según el dispositivo, el controlador debe poder aplicar la tensión VGS en el rango que oscila de 15 V a 20/22 V.
En lo que se refiere al comportamiento de conmutación, el MOSFET de SiC, como tecnología principalmente portadora, no tiene por sí mismo corriente de cola en el apagado. En cambio, un MOSFET de silicio registra una caída lenta de la corriente conforme los portadores de carga de la región activa se recombinan tras eliminarse el polarizado positivo de tensión VGS. Esta corriente ocasiona la disipación de la potencia, lo que aumenta la energía de apagado, y conforme la corriente va disminuyendo lentamente, se limita la frecuencia de conmutación máxima posible. Al carecer de corriente de cola, los MOSFET de SiC pueden usar frecuencias de conmutación más altas sin acusar grandes pérdidas de energía. En la práctica, los dispositivos de SiC admiten frecuencias de conmutación de dos a cinco veces superiores a los modelos comparables de silicio [1]. De esta forma, es posible usar componentes pasivos más pequeños, lo que se traduce en una disminución del tamaño general del módulo y del número de piezas, además de una mayor densidad de potencia.
Cuando se consideran estos requisitos de conmutación, las demandas en el controlador empiezan a ser más complicadas. Por un lado tienen que generar una tensión VGS mayor para encender el dispositivo y minimizar así la resistencia RDS(ON), pero se necesita un rápido índice de cambio en el voltaje de la señal de varios voltios por nanosegundo, con una elevada capacidad de fuente/disipación de corriente, a fin de mantener la alta tensión VGS a la vez que se cargan y descargan las capacitancias del circuito de puerta rápidamente. Los movimientos de carga y los flancos rápidos son dificultades que los diseñadores deben resolver en lo relativo a sobretensiones y oscilaciones, y transitorios de tensión potencialmente altos que pueden ocasionar la conmutación falsa de los MOSFET.
Encendido
Para lograr una transición rápida a la tensión VGS de unos 15-20 V, necesaria para el encendido del MOSFET, el controlador debe generar una corriente alta para cargar la capacitancia de la puerta rápidamente y completar el proceso de encendido antes de 10 ns. Esta corriente puede suministrarse desde un condensador del controlador de puerta y transmitirse por la resistencia interna del controlador y las resistencias asociadas al circuito de puerta del MOSFET. La resistencia de puerta interna de algunos MOSFET de SiC es de magnitud superior a la de un dispositivo de silicio convencional, que combina la capacitancia de la puerta para producir una constante de tiempo de RC grande, por lo que demanda una corriente alta para conmutar el dispositivo rápidamente. La figura 1 ilustra el flujo de corriente durante la fase de encendido [2].
Figura 1. Se requiere una corriente grande producida para cargar las capacitancias de la puerta rápidamente. Fuente: ON Semiconductor TND6237/D [2].
Para simplificar las configuraciones de encendido, lo deseable es un parámetro bajo de VGS máximo (VGSmáx). De esta forma, se simplifican los circuitos del controlador encargados de encender el dispositivo y se alcanza una resistencia RDS(ON) baja, a la vez que se obtiene una buena inmunidad frente a posibles encendidos no deseados cuando lo que se requiere es que el dispositivo se mantenga apagado.
Apagado
Durante el apagado, al no haber corriente de cola, la energía de apagado (Eoff) se disipa solo durante la breve superposición entre la corriente de drenaje y la tensión VDS de subida. Minimizar esta superposición es fundamental para lograr un valor de Eoff mínimo, y es necesario extraer la carga de la puerta del MOSFET a la mayor brevedad posible.
En una topología de conmutación simple, como un convertidor de elevador, reductor o de retorno, controlar la puerta para apagar el dispositivo lo más rápido posible es relativamente sencillo. Aplicar una tensión VGS polarizada negativa, con una resistencia de puerta externa de solo 1 Ω-2 Ω, facilita una salida rápida de la carga de la puerta, para apagar el dispositivo rápidamente.
La tensión generada aplicada en la puerta también se encarga de mantener el MOSFET apagado hasta el próximo ciclo de encendido. Si consideramos que el MOSFET de SiC tiene una tensión de umbral de puerta relativamente baja, VTH, una pequeña cantidad de rebote en tierra podría ocasionar una polarización positiva de la tensión VGS que superaría la del umbral VTH, si el controlador de puerta no se diseña para generar una tensión de puerta negativa. Por tanto, además de facilitar un apagado rápido, una polarización negativa en la tensión VGS logra mayor inmunidad frente a un encendido no deseado.
En los convertidores con MOSFET de lado de alta y lado de baja, como LLC, topologías de puente completo o semipuente, conmutar el dispositivo de lado de baja o lado de alta puede producir transitorios dVDS/dt en el otro dispositivo. Esto es un efecto común en los MOSFET de cualquier tipo y que puede producir el encendido no deseado, y con él que las corrientes de puerta pasen por la capacitancia CGD parásita del dispositivo. Por tanto, de nuevo, una polarización negativa de la tensión VGS logra protección extra frente al encendido falso que de otro modo afectaría a la eficiencia del convertidor.
El controlador tendrá una impedancia de salida baja para no limitar la corriente que puede llegar a la capacitancia de entrada Ciss, del MOSFET. Una salida de impedancia baja permite más flexibilidad a los diseñadores para controlar los transitorios dVDS/dt con el ajuste de la resistencia RG en el circuito de puerta externa, evitando así la conmutación no deseada.
Para el encendido, la resistencia RG debe ser de apenas unos Ohmios, para cargar rápidamente el parámetro Ciss. Por otra parte, una resistencia RG excesivamente baja respecto a la resistencia de puerta externa del otro MOSFET, que está apagado, puede ocasionar que el dispositivo se encienda y producir por tanto pérdidas de conmutación no deseadas. La resistencia RGON de un dispositivo debería ser superior a la resistencia RGOFF del otro.
Figura 2. Implementación de valores independientes de resistencia de puerta de encendido y apagado para evitar el encendido no deseado. Fuente: Infineon AN2017-04 [3].
Se puede implementar circuitos RGON y RGOFF independientes para cada MOSFET. La figura 2 muestra un ejemplo con dos tipos de controladores de la familia EiceDRIVER™ de Infineon [3]. El controlador 1EDI-C de la izquierda tiene salidas de disipador/fuente independiente, mientras que el esquema de la derecha muestra un controlador de la familia 1ED-F2 con una sola salida con capacidad de tensión de apagado negativa.
En una nota de aplicación sobre la configuración avanzada de los controladores de puerta de MOSFET de SiC [1], STMicroelectronics recomienda que el valor de la resistencia RGON sea al menos 1,5 veces el valor de la RGOFF, con valores de 4,7 Ω y 2,2 Ω respectivamente.
Otras características interesantes para el controlador
Proximidad de correspondencia del retardo
PControlar correctamente las interacciones entre los dispositivos del lado de alta y del lado de baja durante las transiciones de conmutación implica dificultades añadidas, como la de garantizar un tiempo de inactividad adecuado para evitar que ambos dispositivos se enciendan a la vez, de modo que no se den corrientes de disparo igual de peligrosas para los MOSFET de SiC como para los dispositivos convencionales de silicio. Las frecuencias de conmutación mayores de los convertidores de SiC requieren un tiempo de inactividad muy breve. Esto, a cambio, supone que equiparar en lo posible los retardos de propagación entre los controladores de puerta del lado de alta y de baja, y entre los propios MOSFET del lado de alta y baja. En este sentido, los retardos de propagación son más importantes que los tiempos de subida y caída.
Es posible diseñar un controlador con un circuito discreto, capaz de aplicar tensiones de encendido y apagado adecuadas, y de disipar y generar alta corriente para cargar y descargar el circuito de puerta rápidamente mediante resistencias de puerta de apagado y encendido pequeñas. Sin embargo, hay otras características interesantes, como la protección frente a la pérdida saturación, de diseño más complicado.
Rápida protección frente a la pérdida de saturación
Los MOSFET de SiC pueden ser más difíciles de proteger frente a los peligros de la sobrecorriente que los dispositivos de silicio. Por ejemplo, un IGBT funciona en una región de saturación claramente definida con conducción normal, y en caso de sobrecorriente, sale de la región de saturación hacia la lineal. Este comportamiento se caracteriza por el rápido aumento de la tensión de emisor-colector, Vce, que es relativamente fácil de detectar como desencadenante para disparar la protección frente a sobrecorriente.
En cambio, un MOSFET de SC funciona en una región lineal, donde la tensión VDS cambia más lentamente, incluso con el aumento de ID. Por tanto, una condición de sobrecorriente puede prevalecer durante varios ciclos de conmutación antes de que haya un cambio mensurable en la tensión VDS, que puede bastar para dañar el dispositivo. Por ello, es difícil diseñar un circuito de detección de pérdida de saturación de acción rápida que también tenga una elevada inmunidad frente a disparos falsos, y la cosa se complica aún más con velocidades de conmutación rápidas, que causan ruido adicional durante las transiciones de encendido. Un CI de controlador de puerta que contenga un circuito de detección rápida de la pérdida de saturación, como la familia EiceDRIVER™ 1ED-F2 de Infineon o el NCP51705 de ON Semiconductor, puede superar esta dificultad y ofrecer además tensiones de puerta indicadas, mecanismos de protección de encendido, como abrazadera Miller activa, y otras características, como el bloqueo de subtensiones y filtrado para mejorar la inmunidad al ruido y la protección del dispositivo.
Abrazadera Miller activa
Una abrazadera activa suele ser una buena solución para evitar el encendido de la alimentación dVDS/dt de los MOSFET. Algunos controladores de puerta incluyen una clavija de abrazadera que se conecta directamente a la puerta del MOSFET. Internamente, la clavija se conecta a un conmutador de abrazadera conectado al potencial menor del circuito del controlador. Cuando el MOSFET se apaga, el conmutador de abrazadera se activa con la caída de la tensión de puerta por debajo de un determinado nivel, unos 2 V, para garantizar que el MOSFET permanece apagado en caso de eventos de rebote en tierra o transitorios de dVDS/dt. La figura 3 muestra cómo el circuito de abrazadera Miller se implementa en el controlador STMicroelectronics STGAP1S [3].
Figura 3. La abrazadera Miller activa bloquea la puerta en una tensión baja tras el encendido. Fuente: STMicroelectronics AN4671 [1].
Bloqueo de subtensión
El bloqueo de subtensión (UVLO) desactiva temporalmente la salida del controlador durante el arranque conforme los carriles de alimentación del sistema se energizan a fin de proteger el FET. Una tensión de umbral correcta para el UVLO depende de los dispositivos seleccionados. Para admitir esta característica, los controladores, como el NCP51705 de ON Semiconductor, permiten configurar el umbral con una resistencia externa.
Configuración óptima del circuito
Minimizar los efectos parásitos, como las resistencias y la inductancia de rastreo, también es muy importante para garantizar un rendimiento de conmutación constante. Con un chip de controlador-puerta pueden sortearse muchos de estos obstáculos y simplificar la configuración correcta del circuito a una mera cuestión de colocar el controlador lo más cerca posible de la puerta del MOSFET.
Conclusión
Controlar los MOSFET de SiC con velocidades de conmutación altas implica una gestión meticulosa de la corriente de puerta y, preferiblemente, una tensión de accionamiento de puerta asimétrica (VGS), de entre 15 V y 20 V para el encendido y de -4 V a -5 V para el apagado. Una tensión VGS de 0 V puede ser aceptable en topologías de conmutación simple, para evitar la complejidad de generar una tensión negativa para el apagado.
En cualquier caso, evitar los encendidos falsos por transitorios de dVDS/dt o corrientes de puerta imprevistas es uno de los aspectos de diseño más importantes del controlador. Se pueden barajar distintas técnicas, como optimizar la tensión de umbral de fuente-puerta del MOSFET mediante dispositivos selectos, aplicar una tensión de apagado negativa, gestionar la relación entre las resistencias de la puerta de encendido/apagado del lado de alta/baja o bloquear la puerta con una tensión baja para mantener apagado el MOSFET.
En el mercado ya hay disponibles CI de controlador-puerta optimizados para aplicaciones de SiC. Estos circuitos admiten varias formas para evitar el apagado no deseado e integran además características importantes para la seguridad, como la protección frente a la pérdida de saturación rápida, que es difícil de diseñar con componentes discretos.
Referencias:
[1] – STMicroelectronics AN4671. How to fine tune your SiC MOSFET gate driver to minimize losses.
[2] – ON Semiconductor TND6237/D, septiembre de 2017. SiC MOSFETs: Gate Drive Optimization.
[3] – Infineon AN2017-04. Advanced Gate Drive Options for Silicon-Carbide (SiC) MOSFETs using EiceDRIVER™.